Преобразователь с гальванической развязкой своими руками

dc dc с гальванической развязкой схема

Приветствую любителей смастерить своими руками в гостях у самоделкина.
Понадобилось зарядное устройство для АКБ автомобиля. В наличии АТХ от ПК, но ШИМ не тл494, а 6105, что в отличии от 494 для переделки в регулируемый геморойно… Выход – нужен DC –DC преобразователь. Заказать с Китая долго и «кот в мешке».

Выбор пал на схему dc –dc повышающий на базе UC 3843.

Был собран в кротчайшие сроки (все элементы доступны и бюджетно) и испытан.
Получился не плохой преобразователь, но что то не устраивало. Что? Не знаю…

И вот наткнулся на похожею схему на этой же микросхеме, но понижающий и повышающий преобразователь. Поменять нужно было только дроссель на трансформатор, (который то же нашелся в старом АТХ), и пересчитать некоторые сопротивления.

Думаю расписывать работу схемы нет надобности, все описано давно за нас…

Скажу лишь трансформатор на ферритовом колечке намотан проводом 1,2 мм двумя проводами в одну сторону 24 витка, начало обмоток отмечена на схеме точками, важно соблюсти. То есть схема имеет гальваническую развязку, с входным напряжением 9-18 вольт. Возможно и входное напряжение уменьшить, если подавать на 7 пин микросхемы от 9 – 18 вольт автономно, но мне это не нужно. И немного напряг подбор R9 в результате экспериментов были установлены три резистора по 0,1 Ома 5 Ватт в параллель получилось что то типа 0,03 Ома 5 Ватт. Думаю до 10 ампер осилит с данным АТХ… Хотя…

Получилась вот такая пирамидка ( первый вариант без вольтамперметра).

Ключ (irf 3205), диод Шотки (из АТХ sbl 3040) и 7809 установил на радиатор с кулером от старого ПК

С верху кулер от бп АТХ, в первом варианте он был с низу.

Вот второй вариант с вольтамперметром:

Всех приветствую!
Камера установлена, все подключено, но опять вернулась проблема с шумом в динамиках. Присутствовал треск и завывание, которое усиливалось синхронно с нажатием педали газа. Две недели я ездил с АКБ от шуруповерта, пока искал вариант подключения. На сайте Чип и Дип смотрел разные DC-DC преобразователи и наткнулся на такой

B1212M-2W, DC/DC преобразователь, 2Вт, вход 10.8-13.2В, выход 12В/167мА

Зачастую, в схемах требуется обеспечить гальваническую развязку не только сигналов, но и питания.
Потребоваться такое может в разных местах, например одно из часто встречающихся — это запитка внешних цепей микросхем преобразователей уровней с гальванической развязкой (например преобразователя RS-485 ISO3082 — спасибо TI за это).
В моем случае, на помощь приходят преобразователи P6AU-XXYY от PEAK Electronics, где XX — входное напряжение, YY — выходное напряжение(datasheet).

Данные преобразователи не требуют для своей работы никаких внешних компонентов. Лишь «Рекомендуется» поставить сглаживающий конденсатор на выходе, и индуктивность для уменьшения помех на входе:

Напряжение изоляции преобразователя составляет 1кВ

Номенклатура преобразователей обширна — мощно выбрать на любую комбинацию напряжений от 3,3 до 48В по вкусу(кстати отличные преобразователи для питания логики от 48В блоков питания).

Преобразователи достаточно крупные, имеют корпус типа DIP-8, но по высоте не вышли.
Их внешний вид показан ниже.Зачем их тут так много? Ну, у меня 5 транзисторов, с плавающей землей, плюс логику запитать надобно.

По личным ощущениям — на выходе преобразователей особого шума нет. Вход хорош забивается помехами, но блокировочный конденсатор от них спасает. Нагрузку держат стабильно, сильно греться начинают при перегрузке. В общем, преобразователи маст хэв — лично я затарился ими на пол-года вперед 🙂

Цены на преобразователи варьируются от 80 рублей за 5В, до 300 рублей за 48В. Как правило они всегда присутствуют в терраэлектронике.

Источник

Миниатюрное решение для изолированного DC/DC-преобразователя

21 октября 2013

При построении любого типа промышленных интерфейсов одним из вопросов, решаемых разработчиками, является вопрос о необходимости применения гальванической развязки. И в большинстве случаев ответ на данный вопрос зависит от необходимости решения таких задач, как повышение электробезопасности, уменьшение влияния синфазных помех, защита от высоковольтных воздействий, реализация разрыва «земляной» петли и т.п. Следующий вопрос, который приходиться решать после того, как выяснена необходимость реализации гальванической развязки и выбраны элементы для реализации изолированного интерфейса — как обеспечить питание сигнальной линии. На сегодняшний день для реализации изолированных DC/DC-преобразователей существует множество решений, но, в большинстве своем, для построения изолированного интерфейса необходимо бюджетное малогабаритное решение. Для такого применения Texas Instruments предлагает драйверы SN6501 и TPS55010. По применению микросхемы условно можно разделить по мощности нагрузки: SN6501 предназначена для мощностей менее 0,5 Вт, а TPS55010 — для мощностей менее 2 Вт. Отличия в выходной мощности определяются корпусом и внутренней схемой, так SN6501 выполнена по схеме двухтактного преобразователя в корпусе SOT23, а TPS55010 представляет собой драйвер трансформатора для реализации Flybuck-архитектуры и выполнена в 16-выводном QFN-корпусе (3х3 мм).

Общие сведения об SN6501

SN6501 — это драйвер трансформатора, разработанный для бюджетных малогабаритных изолированных DС/DC-преобразователей и реализующий двухтактную схему управления. Данный драйвер выполнен в корпусе SOT23-5. В состав микросхемы входят тактовый генератор, схема управления транзисторами и два N-канальных МОП-транзистора. Схема управления транзисторами включает частотный делитель и логическую схему, которая обеспечивает выходные комплементарные сигналы без перекрытия временных интервалов (рисунок 1).

Рис. 1. Блок-схема и временные диаграммы выходных сигналов SN6501

Выходная частота генератора подается на асинхронный делитель, который обеспечивает два комплиментарных выходных сигнала S и /S пониженной частоты со скважностью 50%. Последующая логика добавляет «мертвую зону» между высокими уровнями двух сигналов. Полученные в результате сигналы G1 и G2 представляют собой сигналы управления затворами выходных транзисторов Q1 и Q2. Как показано на рисунке 2, перед тем, как на любой из затворов подается управляющий сигнал (G1, G2) с уровнем логической единицы, в него добавляется короткий интервал, на протяжении которого оба сигнала находятся в «низком» состоянии, а оба транзистора, соответственно, в высокоимпедансном. Этот короткий период необходим для предотвращения замыкания между выводами первичной обмотки и обеспечивает режим работы без перекрытия временных интервалов.

Рис. 2. Форма выходных сигналов

Общие сведения о TPS55010

TPS55010 представляет собой драйвер трансформатора, предназначенный для работы по оригинальной Flybuck-топологии. Микросхема выполнена в малогабаритном корпусе QFN c термопадом. Внутренняя схема включает в себя регулируемый генератор (0,100…2 МГц), с возможностью синхронизации от внешнего сигнала, схему ШИМ, полумост, температурную защиту, защиту по напряжению (рисунок 3). Для установки выходного напряжения используется встроенный полумост с токовым управлением. Также в схеме предусмотрена возможность плавного запуска, что обеспечивается подсоединением конденсатора к выводу SS.

Рис. 3. Структурная схема TPS55010

При включении TPS55010 по топологии Flybuck трансформатор подключается так же, как в обратноходовом преобразователе, в то время как соотношение между входным и выходным напряжением определяется как у обычного понижающего трансформатора/преобразователя. Т.е выходное напряжение определяется напряжением первичной цепи, и нет необходимости в использовании дополнительной опторазвязки (рисунок 4). Высокая эффективность преобразователя (более 80%) определяется использованием встроенных MOSFET-транзисторов для реализации полумоста.

Рис. 4. Типовая схема включения TPS55010

С целью упрощения разработки для совместной работы с микросхемой TPS55010 доступны готовые трансформаторы, выпускаемые фирмой Wurth (#750311880 с коэффициентом трансформации 1:2,5 и гальванической развязкой 2,5 кВ, #750311780 с коэффициентом трансформации 1:8, биполярным выходом и гальванической развязкой 2 кВ).

Далее более подробно рассмотрим принцип работы двухтактного преобразователя, использующегося в SN6501, и особенности выбора компонентов.

Принцип работы двухтактного преобразователя

Одним из способов передачи напряжения с первичной во вторичную цепь в DC/DC-преобразователях является использование двухтактного преобразователя совместно с трансформатором с выводом от средней точки.

Принцип работы двухтактного преобразователя проиллюстрирован на рисунке 5. В первой фазе, когда Q₁ замкнут, напряжение V_IN создает условие для прохождения тока через нижнюю часть первичной обмотки, тем самым создавая негативное напряжение относительно средней точки. В тоже время, на верхней половине первичной обмотки напряжение положительно относительно средней точки и удерживает предыдущее значение тока через Q₂, который в текущем состоянии разомкнут. Таким образом, два источника напряжения, каждый из которых имеет напряжение V_IN, включены последовательно и создают потенциал, равный 2 V_IN относительно земли. Напряжение той же полярности, что в первичной обмотке, будет и во вторичной. Следовательно, диод CR₁ будет смещен в прямом направлении положительным потенциалом верхней части вторичной обмотки. Ток вторичной обмотки будет протекать через диод CR₁, заряжать конденсатор и возвращаться на заземленную среднюю точку через нагрузку R_L.

Рис. 5. Фазы переключения двухтактного преобразователя

Во второй фазе (рисунок 5), когда Q₂ замкнут, Q₁ переключается в высокоимпедансное состояние, и полярность напряжений в первичной и вторичной обмотках меняется. В данном случае нижний конец первичной обмотки находится под потенциалом 2 V_IN относительно земли. Теперь CR₂ смещен в прямом направлении, тогда как CR₁ обратно смещен, и ток протекает с нижнего конца вторичной обмотки, заряжая емкость через диод CR₂, и возвращается через нагрузку к центральному выводу.

Эффект намагничивания сердечника

Для уменьшения потерь источника питания в магнитном материале необходимо учитывать эффект намагничивания сердечника. На рисунке 6 показана кривая идеального намагничивания для двухтактного преобразователя, где B — плотность магнитного потока, а H — сила магнитного поля. Когда Q₁ находится в проводящем состоянии, магнитный поток меняется от А к А’, а когда Q₂ замыкается — поток возвращается обратно от А’ к А. Разница в потоке, а, соответственно, и плотность, пропорциональны произведению напряжения первичной обмотки V_P на время t_ON, в течение которого оно было приложено: B » V_P ґ t_ON.

Рис. 6. Кривая намагничивания сердечника и эффект саморегуляции положительным температурным коэффициентом «RDS-on»

Данное произведение важно, так как определяет намагниченность сердечника во время каждого цикла переключения. Если произведение напряжения и времени для двух фаз работы преобразователя не является идентичным, то несимметричность плотности потока приведет к смещению B-H-кривой относительно изначального положения. Если баланс не восстановить, то смещение будет увеличиваться с каждым последующим циклом, и постепенно трансформатор перейдет в область насыщения.

Однако, благодаря положительному температурному коэффициенту сопротивления канала МОП-транзистора, выходной транзистор SN6501 саморегулирует разбаланс «V ґ t». В случае большего времени ton протекающий ток постепенно нагревает транзистор, что ведет к увеличению R_DSon. Большее сопротивление приводит к увеличению V_DS. А так как напряжение первичной обмотки является разницей между постоянным входным напряжением V_IN и падением напряжения на МОП-транзисторе, V_P = V_IN — V_DS, напряжение V_P,постепенно уменьшается, тем самым восстанавливая баланс.

Рекомендации по разработке DC/DC-преобразователя

Ниже приведены рекомендации по выбору компонентов для разработки эффективного двухтактного преобразователя с высокой токовой нагрузкой.

Следует отметить, что, в противоположность популярному убеждению, выходное напряжение (V_OUT) нерегулируемого преобразователя значительно уменьшается при большом изменении тока нагрузки. Разница между V_OUT при минимальной нагрузке и V_OUT при максимальной нагрузке может превышать диапазон напряжения питания подключаемых микросхем. Поэтому для обеспечения стабильного, не зависящего от нагрузки, питания при сохранении максимально возможной эффективности рекомендуется совместно с двухтактным преобразователем использовать линейный регулятор с малым падением напряжения. Примеры схем преобразователя показаны на рисунках 8-13.

Рис. 8. Изолированный RS-485-интерфейс с питанием линии на SN6501

Рис. 9. Изолированный RS-485-интерфейс с питанием линии, реализованным на базе TPS55010

Рис. 10. Изолированный RS-232-интерфейс

Рис. 11. Изолированный цифровой интерфейс

Рис. 12. Система измерения температуры с изолированным SPI-интерфейсом

Рис. 13. Изолированный I 2 C-интерфейс для реализации системы сбора информации с 4 входами и 4 выходами

Выбор линейного LDO-регулятора

При выборе линейного регулятора напряжения необходимо учитывать следующие требования:

150мВ на 100мА. При этом следует обратить внимание на то, для каких условий дано это значение, поскольку такое низкое значение, как правило, специфицируется при комнатной температуре и может увеличиваться в несколько раз при изменении температуры, что, в свою очередь, увеличивает требования к входному напряжению.

Минимальное входное напряжение, достаточное для поддержания работоспособности регулятора, определяется следующим образом: V_Imin = V_DOmax + V_OUTmax. То есть, чтобы определить требуемое в худшем случае V_I, мы должны взять максимальные значения V_DO и V_OUT, специфицированные для данного регулятора на заданном токе и сложить их вместе. Также следует убедиться, что выходное напряжение выпрямителя на заданную токовую нагрузку равняется или превышает V_Imin. В противном случае любое изменение на входе регулятора будет передаваться без изменений на выход, так как регулятор не сможет обеспечить стабилизацию и будет вести себя как обычный проводник.

Максимальное входное напряжение регулятора должно быть больше, чем напряжение на выходе выпрямителя без нагрузки. При соблюдении данного условия нет отражения тока в первичную обмотку, таким образом, нивелируется влияние падения напряжения на R_DSon и достигается максимальное напряжение на первичной обмотке. Тем самым достигается максимальное напряжение на вторичной обмотке: V_Smax = V_INmax ґ n, где V_INmax — максимальное входное напряжение преобразователя, а n — коэффициент трансформации. Таким образом, чтобы предотвратить возможное повреждение регулятора, его максимальное входное напряжение должно быть выше V_Smax. В таблице 1 показаны максимальные значения напряжения вторичной обмотки при различных коэффициентах трансформации, широко используемых в двухтактных преобразователях с выходным током 100 мА.

Таблица 1. Требуемые максимальные значения входных напряжений LDO для различных конфигураций двухтактного преобразователя

Двухтактный преобразователь				LDO
Конфигурация	VINmax,В	Коэффициент трансформации	VSmax, В	VImax, В
3,3 В VIN/3,3 В VOUT	3,6	1,5 ±3%	5,6	6…10
3,3 В VIN/5 В VOUT	3,6	2,2 ±3%	8,2	10
5 В VIN/5 В VOUT	5,5	1,5 ±3%	8,5	10

Выбор выпрямительного диода

Для обеспечения максимально возможного напряжения на выходе преобразователя, выпрямительный диод должен обладать малым прямым падением напряжения. Также, когда диод используется в режиме переключения с высокой частотой, например, для SN6501 — с частотой 450 кГц, он должен обеспечивать быстрое время восстановления. Диоды Шоттки обладают обоими этими свойствами, поэтому рекомендуется использовать их в устройствах двухтактного преобразователя. Примером такого диода может быть MBR0520L либо STP0520Z с типовым падением 300 мВ при токе 100 мА. Для больших выходных напряжений, таких как ±10 В и выше, подойдет MBR0530, обеспечивающий работу при напряжениях 30 В.

Выбор конденсатора

В представленных ниже схемах (рисунки 8…13), все емкости являются конденсаторами с многослойной керамикой (MLCC). В качестве развязывающего конденсатора по питанию используется емкость в диапазоне 10…100 нФ. Входной сглаживающий конденсатор, присоединенный к центральному выводу первичной обмотки, поддерживает в ней рабочие токи во время переключения. Для обеспечения минимальных выбросов этот конденсатор должен быть номиналом 10…22 мкФ. При двухсторонней разводке печатной платы со специально предусмотренной земляной шиной этот конденсатор должен располагаться рядом с центральным выводом обмотки, что обеспечит минимальную индуктивность проводника. При четырехслойной печатной плате с отдельными слоями «земли» и V_IN, конденсатор может быть установлен в точке подачи питания на плату. В этом случае, чтобы обеспечить минимальную индуктивность проводника при подключении конденсатора к слоям питания, необходимо использовать как минимум два параллельных переходных отверстия в каждой точке перехода.

Сглаживающий конденсатор на выходе выпрямителя обеспечивает минимальные выбросы выходного напряжения. Величина данного конденсатора должна быть порядка 10…22 мкФ. Конденсатор на входе регулятора является необязательным, хотя, исходя из практики аналоговых схем, использование малого номинала

47…100 нФ позволяет улучшить подавление шумов и стабильность работы схемы при переходных процессах.

Выбор конденсатора на выходе регулятора зависит от требований к стабильности регулятора при заданной нагрузке. Данный конденсатор стабилизирует внутреннюю цепь управления и указывается в паспорте микросхемы. В большинстве случаев будет достаточным применение керамического конденсатора емкостью 4,7…10 мкФ с малым эффективным сопротивлением. Так для семейства TPS763xx достаточно использовать конденсатор 4,7 мкФ.

Выбор трансформатора

Одним из критериев выбора трансформатора изолированного DC/DC-преобразователя является произведение Vt. Правильно выбранная величина данного параметра позволит предотвратить насыщение катушки трансформатора. Для этого произведение Vt трансформатора должно быть больше, чем максимальное произведение Vt, прилагаемое драйвером. Максимальное напряжение, выдаваемое SN6501, это номинальное напряжение входа +10%. Максимальное время, в течение которого данное напряжение прикладывается к первичной обмотке драйвером SN6501- это полупериод минимально возможной частоты при заданном входном напряжении. Таким образом, минимальные требования к произведению Vt трансформатора определяются следующим соотношением:

,

Применительно к использованию драйвера SN6501, получаем:

для напряжения питания 3,3 В и

для напряжения питания 5 В.

Для большинства маломощных трансформаторов с выводом средней точки значения параметра Vt находятся в диапазоне 22…150В мкс при типовых размерах 10х12мм. В то же время трансформаторы, разработанные специально для PCMCIA, обеспечивают наименьшие значения 11В мкс и поставляются в значительно уменьшенном размере 6х6мм.

Несмотря на то, что большинство доступных трансформаторов удовлетворяют требованиям к Vt и могут использоваться совместно с SN6501, перед окончательным выбором трансформатора в разрабатываемый источник следует также учесть другие важные параметры, такие как напряжение изоляции, мощность трансформатора, коэффициент трансформации.

В зависимости от требований изделия к величине гальванической развязки выбирается трансформатор, обеспечивающий необходимую изоляцию в диапазоне 0,5…6 кВ.

Также трансформатор должен обладать коэффициентом трансформации, который позволит разрабатываемому преобразователю работать при необходимых токах нагрузки и во всем диапазоне температур.

Минимальный коэффициент трансформации определяется отношением минимального напряжения во вторичной обмотке к минимальному напряжению в первичной обмотке, умноженному на корректирующий коэффициент, который учитывает эффективность трансформатора:

Значение V_Smin (рисунок 7) должно быть таким, чтобы при максимальном падении на диоде V_Fmax обеспечить достаточное напряжение на входе регулятора для его дальнейшей работы.

Рис. 7. Схема к расчету минимального коэффициента трансформации

Используя данные из предыдущего раздела для вычисления минимального входного напряжения регулятора и добавляя к этому значению V_Fmax, получаем минимально необходимое напряжение вторичной обмотки.

Для расчета минимального напряжения в первичной обмотке V_Pmin необходимо вычесть максимально возможное напряжение «сток-исток» транзисторного ключа V_DSmax, из минимально возможного напряжения на центральном выводе V_INmin. В то же время следует учесть, что V_DSmax является произведением максимального значения R_DSon и I_D для заданного напряжения питания.

Таким образом, получаем:

Используя выражения для V_Pmin и V_Smin, получаем выражение для расчета минимального коэффициента трансформации:

Как пример расчета минимального коэффициента трансформации возьмем схему преобразователя с входным напряжением V_IN = 3,3 В и выходным напряжением V_OUT = 5 В. В качестве остальных элементов схемы выберем выпрямительный диод MBR0520L и линейный стабилизатор TPS76350. Из спецификаций на устройства для нагрузки 100 мА и температуры 85С° получаем следующие значения: V_Fmax = 0,2 В, V_DOmax = 0,2 В, V_OUTmax = 5,175 В. Так как напряжения питания SN6501 — 3,3 В, получаем V_INmin = 3,234 В, также из спецификации на SN6501 берем значения R_DSmax = 3 Ом и I_Dmax = 150 мА. Подставляя вышеперечисленные данные в формулу для коэффициента трансформации, получаем минимальное значение:

Большинство доступных коммерческих трансформаторов для двухтактных преобразователей из 3…5 В имеют коэффициент трансформации 2,0…2,3, с точностью ±3%

Примеры готовых трансформаторов приведены в таблице 2.

Таблица 2. Трансформаторы для использования с SN6501

Коэффициент трансформации	VхT, Вмкс	Гальваническая развязка, В (rms)	Применение, В	Использование LDO	Наименование
1…1,3	11	2500	5…5; 3,3…3,3	Да	760390014
1…1,5	34,4	2500	5…5; 3,3…3,3	Да	DA2303-AL
1…2,2	21,5	2500	3,3…5	Да	DA2304-AL

Примеры готовых решений

На рисунках 8…13 приведены схемы применения SN6501 и TPS55010 для реализации изолированных интерфейсов в системах с напряжением питания 3,3 В. Для систем с 5 В-питанием необходимо будет только изменить коэффициент трансформации и подобрать нужный регулятор там, где это требуется.

Примеры реализации изолированных интерфейсов RS-485 для коммуникации с контроллером MSP430, построенных на базе трансиверов ISO3082/88, показаны на рисунках 8 и 9. Более подробную информацию о трансиверах для реализации промышленных интерфейсов вы найдете в отдельной статье номера.

На рисунках 10…13 показаны примеры реализации коммуникации с контроллерами MSP430 при помощи микросхем цифровых изоляторов ISO7242, ISO7641, ISO1541.

В приведенных примерах для стабилизации изолированного выходного напряжения 5 В используются различные типы линейных регуляторов TPS76350, LP2985-50, LP2981-50, принципы выбора которых описаны в статье ранее. Следует также отметить использование источников прецизионного опорного напряжения REF5025 и REF5040 (рисунки 12, 13), использование которых совместно с ЦАП/АЦП позволяет разрабатывать высокоточные системы измерения.

Выводы

Использование компактных драйверов SN6501(SOT23-5) и TPS55010 (QFN16) совместно с доступными низкопрофильными трансформаторами позволяет реализовать простое малогабаритное решение гальванически развязанного источника питания. Такое решение успешно используется для обеспечения питания различного типа промышленных интерфейсов (CAN, RS-485, SPI и т.д.). Для обеспечения быстрой разработки гальванически развязанных интерфейсов и проверки функциональности данного решения Texas Instruments предоставляет как образцы самих драйверов, так и типовые проекты и отладочные платы.

Источник